電源適配器推挽拓?fù)浠驹?/span>

推挽拓?fù)淙鐖D所示，其主電源適配器T1包含多個(gè)次級(jí)繞組。每個(gè)次級(jí)繞組都產(chǎn)生一對(duì)相位互差180°的方波脈沖，脈沖幅值由輸入電壓以及初次級(jí)繞組匝數(shù)比決定。
所有次級(jí)繞組的脈沖寬度都相同，均由主輸出回路的負(fù)反饋控制電路決定。其控制電路與圖所示的Buck調(diào)整器和圖所示的 Boost調(diào)整器的控制電路相似，不過在推挽電路中，開關(guān)管Q1和Q2由兩個(gè)相等的脈寬可調(diào)、相位互差180°的脈沖驅(qū)動(dòng)。另外兩個(gè)次級(jí)繞組N_s1和N_s2。為輔輸出。
開關(guān)管導(dǎo)通期間，基極驅(qū)動(dòng)電壓必須足夠大，以使在整個(gè)額定電流范圍內(nèi)，都能夠把每個(gè)初級(jí)半繞組的開關(guān)端電壓拉低到開關(guān)管飽和導(dǎo)通壓降V_ce(set)，通常約為1V。因此，當(dāng)任意一個(gè)開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，對(duì)應(yīng)半個(gè)初級(jí)繞組上的方波電壓幅值為（V_dc-1）。
打印機(jī)電源適配器次級(jí)側(cè)是一個(gè)導(dǎo)通時(shí)間為T_on、幅值為[（V_dc-1）（N_s／N_p）-V_d]的平頂方波。此處為整流二極管的正向壓降，對(duì)于傳統(tǒng)的快速恢復(fù)二極管一般取值為1V，對(duì)于肖特基（ Schottky）二極管取0.5V。因?yàn)槊總€(gè)周期都有兩個(gè)脈沖，因此整流二極管陰極輸出脈沖的占空比為2T_on／T。

因此，圖中LC濾波器的輸入波形和圖1。4所示的Buck調(diào)整器LC濾波器上的輸入波形相似，波形為平頂波且脈寬可調(diào)。圖中LC濾波器和圖1。4所示的LC濾波器的功能相同，都提供一個(gè)大小為方波平均值的直流輸出。電路中電容和電感的功能與Buck調(diào)整器的功能完全相同，其值的計(jì)算方法請(qǐng)?jiān)斠娤旅娴姆治觥?br /> 圖（假設(shè)D1和D2是肖特基二極管，其正向壓降為0.5V）中，輸出為V的直流或平均電壓為

主輸出Vm整流器端的波形如圖所示。如果負(fù)反饋環(huán)路接在V端，如圖2。1所示，則T和V將隨著直流輸入電壓和輸出負(fù)載電流的變化而調(diào)整，以使V保持不變。盡管負(fù)載電流沒有出現(xiàn)在式中，但是當(dāng)負(fù)載電流改變導(dǎo)致V發(fā)生變化時(shí)，它都會(huì)被誤差放大器所采樣，然后通過控制導(dǎo)通時(shí)間7來(lái)調(diào)整使V保持不變。假設(shè)L1（如圖2。1）中的電流不會(huì)進(jìn)入不連續(xù)工作模式，導(dǎo)通時(shí)間T的變化很小，則不同匝數(shù)比N／N、V和周期T下7。的值可以通過式求得。輔輸出次級(jí)側(cè)整流二極管陰極電壓則由從繞組的匝數(shù)確定。方波的導(dǎo)通時(shí)間T。與主輸出相同，由主輸出V的反饋環(huán)確定。因此輔輸出（設(shè)整流管為普通的二極管）為

輔輸出的輸入一負(fù)載調(diào)整率
從式可以看出，當(dāng)輸入V變化時(shí)，為保持Vm恒定，負(fù)反饋就會(huì)起作用，使輔輸出也保持不變。根據(jù)式，輸入變化時(shí)，反饋環(huán)會(huì)改變導(dǎo)通時(shí)間T使得(Vdc-1)Ton的值保持不變，以維持V恒定。相同的(Vdc-1)Ton也出現(xiàn)在式和式中，因此Vdc改變時(shí)，Vs1和Vs2也保持恒定。
如果主輸出（V）的負(fù)載電流變化，則整流二極管正向壓降及繞線電阻也會(huì)發(fā)生輕微變化。因此負(fù)反饋環(huán)路開始作用以改變負(fù)載變化帶來(lái)的影響，調(diào)整T。來(lái)保持V恒定。
此時(shí)對(duì)于輔輸出來(lái)講，即使輸入V沒有變化，其導(dǎo)通時(shí)間T=也會(huì)發(fā)生改變，根據(jù)式，V，和V也將改變。這種由主輸出負(fù)載電流變化造成輔輸出電壓產(chǎn)生的變化，稱為交叉調(diào)節(jié)。
輔輸出電壓也會(huì)因自身輸出電流的變化而變化。相應(yīng)的，輔輸出電流的變化也會(huì)導(dǎo)致自身整流二極管正向壓降以及繞線電阻的變化，從而導(dǎo)致電壓峰值變化。這些變化不能由負(fù)反饋來(lái)調(diào)節(jié)，負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)只能采樣V的變化。
但是，如果輔輸出電感12和13，特別是主電感Ll工作在連續(xù)模式，輔輸出電壓就可以穩(wěn)定在±5%~±8%的范圍內(nèi)。
提示：當(dāng)輸出采用耦合電感（所有的輸出電感共用一個(gè)磁心）時(shí)，可以得到更好的交又調(diào)整率。

掃描儀電源適配器輔輸出電壓偏差
盡管輔輸出電壓變化相對(duì)較小，但是它的實(shí)際輸出電壓卻不能得到精確的調(diào)節(jié)。從式可見，輔輸出電壓值由Ton及相應(yīng)的次級(jí)匝數(shù)Ns1、Ns2決定。而Ton由主輸出的負(fù)反饋決定，基本保持不變。另外，因?yàn)榇渭?jí)從繞組的匝數(shù)只能按整數(shù)改變，所以輔輸出電壓實(shí)際值不能很精確地設(shè)置。通過公式以求出次級(jí)繞組N每改變一匝時(shí)次級(jí)電壓的變化情況。
大多數(shù)場(chǎng)合，輔輸出電壓的實(shí)際值并不是很重要。軸輸出一般用于驅(qū)動(dòng)運(yùn)放或電動(dòng)機(jī)，這些負(fù)載通?？梢栽试S約2V的直流電壓偏差。如果輔輸出電壓值很重要，則通常會(huì)把這個(gè)值設(shè)計(jì)得比實(shí)際要求的高，然后通過一個(gè)線性調(diào)整器或Buck調(diào)整器將其降到所要求的精確值。因?yàn)檩o輸出已有半調(diào)節(jié)功能，將其結(jié)合線性調(diào)整器使用，效率不會(huì)太低。

電源適配器主輸出電感的較小電流限制

前面討論了Buck調(diào)整器輸出電感的選擇，并提到當(dāng)電感電流波形上升沿從零開始時(shí)（見圖），電感進(jìn)入不連續(xù)工作模式。當(dāng)平均電流小于該值時(shí)，反饋環(huán)通過減小導(dǎo)通時(shí)間維持Bck調(diào)整器輸出電壓的穩(wěn)定，但這會(huì)使輔輸出電壓降低。

然然而從圖可以看出，進(jìn)入不連續(xù)工作模式以前，即使輸出電流發(fā)生很大的變化，通時(shí)間基本保持恒定。但進(jìn)入不連續(xù)工作模式后，導(dǎo)通時(shí)間會(huì)有很大變化。對(duì)于Buck調(diào)整器來(lái)講，由于只有一個(gè)輸出電壓，并且有反饋環(huán)保持其恒定，所以不會(huì)有什么問題。但對(duì)于一主多從的推挽脈寬調(diào)制LED燈電源適配器來(lái)講，由式可知，輔輸出電壓與主輸出導(dǎo)通時(shí)間成正比。
因此，當(dāng)有輔輸出時(shí)，即使主輸出電流降到較小值，也不允許主輸出電感電流進(jìn)入不連續(xù)工作模式。例如，設(shè)主輸出電流較小值為額定值的1／10，根據(jù)式可以計(jì)算出所需輸出電感的較小值。在主輸出電感電流連續(xù)范圍內(nèi)，軸輸出電壓值波動(dòng)范圍將保持在±5%以內(nèi)。當(dāng)主電感進(jìn)入不連續(xù)模式時(shí)（電感電流低于較小電流值），反饋環(huán)將明顯減小T。以保持主輸出電壓恒定。不過，輔輸出電壓也將下降。
另外，輔輸出在其輸出電流范圍內(nèi)也不允許進(jìn)入不連續(xù)模式。根據(jù)式同樣可以計(jì)算出輔輸出電感值。顯然，所允許的較小電流值越大，所需電感值越小。
提示：這種問題同樣可以通過耦合電感來(lái)解決。

推挽電源適配器是較傳統(tǒng)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)之一，但設(shè)計(jì)中依然經(jīng)常用到。這種拓?fù)淠軌驅(qū)崿F(xiàn)多路輸出，且輸出端與輸入端以及輸出端與輸出端之間可以實(shí)現(xiàn)直流隔離。輸出電壓既可以高于輸入電壓，也可以低于輸入電壓。當(dāng)輸入電壓和負(fù)載波動(dòng)時(shí)主輸出電壓可以得到很好的調(diào)節(jié)。輔輸出電壓在輸入電壓變化時(shí)都能保持較高的調(diào)整率，當(dāng)負(fù)載發(fā)生變化時(shí)，只要輔輸出電感電流不進(jìn)入不連續(xù)模式，輔輸出電壓調(diào)整率也能控制在5%以內(nèi)。

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| 發(fā)布時(shí)間：2019.01.15 來(lái)源：電源適配器廠家

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