同步整流技術

同步整流是采用通態(tài)電阻極低的專用功率MOSFET，來取代整流二極管以降低整流損耗的一項新技術。同步整流技術能大大提高DC/DC電源適配器的效率并且不存在由肖特基勢壘電壓而造成的死區(qū)電壓。作為整流電路的主要元件，通常用的是整流二極管（利用它的單向導電特性），它可以理解為一種被動式器件：只要有足夠的正向電壓它就導通，而不需要另外的控制電路。但其導通壓降較高，快恢復二極管（FRD）或超快恢復二極管（SRD）可達1.0～1.2V，即使采用低壓降的肖特基二極管（SBD），也會產生大約0.6V的壓降。這個壓降完全是做的無用功，并且整流二極管是一種固定壓降的器件，舉個例子：如有一個管子壓降為0.7V，其整流為12V時它的前端要等效12.7V電壓，損耗占0.7/12.7≈5.5%。而當其為3.3V整流時，損耗為0.7/（3.3＋0.7）≈17.5%?？梢姶祟惼骷诘蛪捍箅娏鞯墓ぷ鳝h(huán)境下其損耗是何等地驚人。這就導致電源效率降低，損耗產生的熱能導致整流管溫度的上升，進而導致電源適配器的溫度上升、機箱溫度上升，有時系統(tǒng)運行不穩(wěn)定、電腦硬件使用壽命急劇縮短都是拜這個高溫所賜。
同步整流技術采用通態(tài)電阻極低的功率MOSFET來取代整流二極管，能大大降低整流電路的損耗，提高DC/DC變頻器的效率，滿足低壓、大電流整流器的需要。DC/DC電源適配器的損耗主要由三部分組成：功率開關管的損耗，高頻變壓器的損耗，輸出整流管的損耗。在低電壓、大電流輸出的情況下，整流二極管的導通壓降較高，輸出端整流管的損耗尤為突出?？旎謴投O管或超快恢復二極管可達1.0～1.2V，即使采用低壓降的肖特基二極管，也會產生0.4V～0.8V的壓降，導致整流損耗增大，電源效率降低。因此，傳統(tǒng)的二極管整流電路已無法滿足實現低電壓、大電流電源適配器高效率、小體積的需要，成為制約DC/DC變頻器提高效率的瓶頸。
作為取代整流二極管以降低整流損耗的一種新器件，功率MOSFET屬于電壓控制型器件，它在導通時的伏安特性呈線性關系。因為用功率MOSFET做整流器時，要求柵極電壓必須與被整流電壓的相位保持同步才能完成整流功能，故稱之為同步整流。它可以理解為一種主動式器件，必須要在其控制極（柵極）有一定電壓才能允許電流通過，這種復雜的控制要求得到的回報就是極小的電流損耗。根據同步整流管控制方式的不同，可將同步整流器分為兩類：外部驅動式同步整流器和自驅動式同步整流器。
外部驅動式同步整流器的門極驅動電壓需要從附加的外設驅動電路獲得。為了實現同步，驅動電路必須由電源適配器主開關管的驅動信號來加以控制，外驅動電路可以提供較精確的控制時序?，F在已開發(fā)出一些外部驅動控制集成電路，如IR1175、MW系列IC等。外部驅動同步整流的缺點是：驅動電路復雜，需要有控制檢測、定時邏輯、同步變壓器等。驅動電路有損耗，價格貴，開發(fā)周期長等，限制了外部驅動同步整流技術的廣泛應用。
自驅動式同步整流器又分為電壓驅動型（voltagedriven）同步整流器和電流驅動型同步整流器。
電流驅動同步整流器通過檢測流過同步整流管的電流，確定是否開通還是關斷同步整流管，因此，它需要電流檢測器件，比如電流互感器，或者采用自帶電流檢測的功率MOSFET及其輔助控制和驅動電路。電流同步整流器的主要優(yōu)點是拓撲結構獨立，可以直接替代任何電源適配器適配器中的二極管，具有極強的通用性。
電壓驅動同步整流器的驅動電壓信號來自變壓器輔助繞組或者電感耦合繞組，同步整流管根據變壓器輔助繞組或者電感耦合繞組電壓極性自動開通或關斷，結構簡單、經濟高效，成為目前受到廣泛關注的同步整流器驅動技術。
整流管VT3和續(xù)流管VT2的驅動電壓從變壓器的副邊繞組取出，加在MOS管的柵G和漏D之間，如果在獨立的電路中MOS管這樣應用不能完全開通，損耗很大，但用在同步整流時是可行的簡化方案。由于這兩個管子開關狀態(tài)互瑣，一個管子開，另一個管子關，所以我們只簡要分析電感電流連續(xù)時的開通情況，我們知道MOS管具有體內寄生的反并聯(lián)二極管，這樣電感電流連續(xù)應用時，MOS管在真正開通之前并聯(lián)的二極管已經開通，把源S和漏D相對柵的電平保持一致，加在GD之間的電壓等同于加在GS之間的電壓，這樣變壓器副邊繞組同銘端為正時，整流管VT3的柵漏電壓為正，整流管零壓開通，當變壓器副邊繞組為負時，續(xù)流管VT2開通，濾波電感續(xù)流。柵極電壓必須與被整流電壓的相位保持同步才能完成整流功能，故稱之為同步整流。

電壓自驅動同步整流
1.工作原理
圖是采用電壓驅動同步整流雙管正激電源適配器的原理圖，工作原理如下：當主開關管Q1和Q4都開通時，變壓器副邊電壓為正，同步整流管S1的門極承受正電壓導通；S2的門極承受負電壓關斷。此時，負載電流流經同步整流管S1。當主開關管Q1和Q4都關斷時，變壓器副邊電壓為負，同步整流管S2的門極承受正電壓導通；S1的門極承受負電壓關斷。此時，負載電流流經同步整流管S2。

圖電壓驅動同步整流雙管正激電源適配器原理圖
從對傳統(tǒng)雙管正激變壓器基本原理的分析中，我們可以知道，在主開關管Q1和Q4都關斷時，變壓器開始磁復位。在下一個開關周期開始時，磁復位必須結束，否則變壓器發(fā)生磁偏滯而逐漸飽和，不能繼續(xù)傳遞能量。假設在下一個開關周期導通之前的某一時刻，變壓器磁復位結束，變壓器副邊電壓為0。變壓器副邊電壓為0至下一個開關周期開始的這段時間稱為死區(qū)時間。在死區(qū)時間內S1和S2的門極電壓為0，因此都不能導通。這時候，負載電流流經續(xù)流同步整流管S2的體二極管，而不是功率MOSFET。
為了優(yōu)化驅動波形，可以采用分離的輔助繞組來分別驅動兩個同步整流管，比起傳統(tǒng)的副邊繞組直接驅動的同步整流電源適配器來說，這種驅動方式無工作電流通過驅動繞組，因此不需要建立輸出電流的時間，MOSFET能夠迅速開通，開通時的死區(qū)時間即體二極管導通的時間減少了一半，另一方面驅動電壓不只局限于副邊電壓，可以通過調整輔助線圈來得到合適的驅動電壓。
在一般情況下，轉換器輕載時將在不連續(xù)電流模式（dcm）下工作。但電壓型自驅動的同步整流理論上是一個雙向開關，輕載時負載電流可能繼續(xù)反向流過輸出電感，形成環(huán)路電流，產生附加損耗，使轉換器效率下降。

2.電感電流斷流模式（DCM）下的環(huán)路電流損耗問題
連續(xù)CCM與斷續(xù)DCM通常指工作電流.連續(xù)CCM:當輸出電流未降到0時.藕合電感又將能量傳輸到輸出.斷續(xù)DCM當輸出電流降到0時.藕合電感才將能量傳輸到輸出.
一般小功率產品較好工作在DCM下好些,反之則CCM.與電感頻率有關 .
根據對傳統(tǒng)雙管正激電源適配器的穩(wěn)態(tài)分析可知，電源適配器在穩(wěn)定運行時存在兩種可能的運行狀態(tài)：連續(xù)傳導模式（CCM）和非連續(xù)傳導（DCM）。
當負載電流Io減小到臨界輸出電流Io以下時，對于副邊采用傳統(tǒng)二極管續(xù)流工作的正激電源適配器來說，將會出現電感電流斷續(xù)的工作情況，電源適配器進入DCM模式。但是當副邊采用同步整流工作時，由于續(xù)流MOSFET的雙向導通的特性，使得此時的電感電流能夠反向，產生環(huán)流，有了環(huán)流就會產生環(huán)流能量，如圖6－12所示。這個能量的大小和輸出濾波電感有關，輸出濾波電感越小，環(huán)流就會越大，環(huán)流能量越大，損耗也越大。所以由于同步整流器不能從CCM模態(tài)自動切換到DCM模態(tài)，輕載時就會產生很大的環(huán)流損耗。環(huán)流損耗、開關驅動損耗和開關損耗使得電源適配器的輕載時的效率較低。值得注意的是，續(xù)流MOSFET一定要在反向電流產生前截止。如果已經產生了反向電流以后才使MOSFET截止，此時反向電流迅速下降，產生很大的di/dt，會在續(xù)流MOSFET源極和漏極兩端產生很高的電壓尖峰，這個電壓尖峰甚至可能高于MOSFET的耐壓，使續(xù)流MOSFET擊穿，在這種控制方式下，重載時由續(xù)流同步整流管續(xù)流，輕載時由肖特基管續(xù)流，電感電流將進入DCM模式，這樣減少了導通損耗，提高了輕載時電源適配器的效率。

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| 發(fā)布時間：2019.07.15 來源：電源適配器廠家

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