對角半橋正激變換器

對角半橋正激變換器，別名雙晶體管正激變換器，它的原邊功率開關的接法類似于在反激變換器中的接法。圖表示了該功率系統(tǒng)的一般電路。

這種結構特別適合于場效應晶體管（MOSFET）的工作，因為能量恢復二極管D1和D2在開關元件上對充電器開關元件提供了強烈的鉗位作用，防止了反激作用時任何的過電壓。功率開關管兩端的電壓將不會超過充電器電壓加兩個二極管管壓降，因此電壓應力僅為單端變換器中單個晶體管所受應力的一半。

該例中已給出兩種輸入充電器電壓規(guī)格供選擇，通過撥動連桿LK1，用戶可選擇110V或220V作為輸入電壓。

110V工作時使用倍壓，因此無論是110V還是220V工作時，直流電壓V都接近于300V。高充電器無負載時的較大電壓將接近于380V，因此為保險起見，可以選擇額定電壓為400V的功率MOSFET（有些MOSFET高溫工作時電壓額定值下降，這一點應該考慮）。

手機充電器工作原理

MOSFET1和MOSFET2（功率開關管）同時導通和關斷。當元件導通時，原邊充電器電壓Vcc加在變壓器原邊兩端，所有繞組的起始端為正。

在穩(wěn)態(tài)條件下，輸出扼流圈L1中在上一個工作周期已經建立了電流，該電流由于扼流圈L、電容器C1和負載的續(xù)流作用，經續(xù)流二極管D4形成回路。

副邊emf建立（通過導通功率MOSFET）時，流過變壓器副邊和整流二極管D2的電流迅速建立，它僅受變壓器漏感和副邊電路的限制。由于在短暫的導通瞬間扼流圈電流l必須維持幾乎不變，因此隨著D2中電流的增加，流過續(xù)流二極管D4的電流必須相應減小。當D3中的正向電流增加到原來在D4中流過的電流值時，D將關斷，L輸入端（A點）的電壓將增加到副邊電壓V，，正激能量轉換狀態(tài)已經建立前面所述的動作只占整個傳遞期間的很小一部分，這取決于漏感的大小。典型情況下該電流在1us內建立對于非常大的電流、低電壓輸出，漏感引起的滯后可能比整個導通期間更長（特別是高頻情況下）。這會限制傳送的功率。因此漏感總是應盡可能地小在正常條件下，在導通期間的大部分時間里副邊電壓將加在輸出Lc濾波器上，L兩端的電壓為（VV=）。因此，導通期間電感器中的電流將以由該電壓和L電感值所決定的速率增加，表達式如下：

在此Ll1是L1的電感值。

根據變壓器作用原理，該副邊電流會轉換到原邊繞組，所以Ip=Is／n，在此n是變壓比。除了該折算的副邊電流外，原邊還流過由原邊電感Lp決定的磁化電流。磁化電流將能量儲存在變壓器磁場中，該儲存的能量在關斷瞬間產生反激作用。

當MOSFET1和MOSFET2關斷時，反激作用使所有繞組的電壓反向，但由于二極管D和D2的鉗位作用，反激電壓被限制在充電器電壓。在關斷期間，儲存在磁場中的能量返回充電器。

由于數碼相機電源適配器現在的反激電壓幾乎等于原來的正激電壓，恢復儲存的能量所需的時間將等于前個的導通時間。因此對于這種電路，變壓器可能出現階梯形飽和，故占空比不能超過50%。

在關斷瞬間，副邊電壓反向，整流二極管D2被關斷。輸出扼流圈L，電流將保持不變，續(xù)流二極管D4因此導通。在L的強迫作用下，電流將在回路L、C、D中流動，A點因一個二極管的壓降而變負。L1兩端的電壓等于輸出電壓（加一個管壓降），但方向與原來導通狀態(tài)時電壓方向相反。L中的電流減小到較初的開始值，一個周期結束。

應該強調，漏感在該系統(tǒng)的工作中起了非常重要的作用。漏感值太大會導致功率不能有效地傳遞，因為大部分的原邊電流在關斷期間回送到充電器。這在開關元件和能量恢復二極管中引起無用的功率損耗。

二極管D4的反向恢復時間特別重要，由于在導通瞬間電流從D2流進輸出電感器，并流向D4的陰極，此時正是D4的反向恢復期間。這在導通瞬間會引起原邊開關管電流超調。

為了強調變壓器漏感的重要性和對快恢復二極管的需要，對該變換器工作情況的一些細節(jié)作了描述。這些影響在能夠充分利用功率MOSFET優(yōu)點的高頻工作時變得尤其重要。

應該記住，漏感并不僅僅包含在變壓器本身，它還包含在所有外部電路中。應通過使用短、粗導線并在可能的地方繞制或按緊密耦合雙膠線繞制使電感較小；以此維持回路電流。

能量恢復二極管D1和D2應該是快速、高壓類型的，低ESR的電容器應放置在充電器兩端并盡可能靠近開關元件。輸出電容器C1的ESR和ESL對變換器的功能來說并不是非常重要，這是因為電感器L已將該電容器與功率開關隔開。

C1的主要功能是減少輸出紋波電壓和儲存一定的能量。通常使用附加的LC濾波器減小噪聲要更經濟，因此在該位置應避免使用昂貴的低ESR的電子電容器。半橋變換器的變壓器設計見。

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