電源適配器無損緩沖電路

對(duì)于工作頻率超過50kHz的電源適配器，傳統(tǒng)電源適配器RCD緩沖電路的損耗通常為10W或者更高。這一附加損耗帶來的問題不僅僅是損耗電源適配器本身，還有電源適配器緩沖電阻的大小和所占的位置。實(shí)際應(yīng)用中，選擇功率電阻的功率降額系數(shù)為1/2。這樣，10W的電源適配器損耗需要一個(gè)20W的電源適配器功率電阻。
20W的電源適配器功率電阻體型較大，通常其位置的選擇是比較困難的。而且10W的電源適配器損耗使它的溫升會(huì)影響周邊元件，這就更難為它選擇一個(gè)合適的位置了。
圖中給出了一種“無損緩沖電路”。雖然它的結(jié)構(gòu)比較復(fù)雜，但是為以上問題提供了一個(gè)比較好的解決方法。與傳統(tǒng)的RCD緩沖器一樣，電源適配器是通過使用電容減緩晶體管集電極電壓上升速度來達(dá)到緩沖目的的。但是它不會(huì)通過電阻將電容的電能釋放掉，這樣就避免了能量損耗。
無損緩沖器將電容C1儲(chǔ)存的靜電能轉(zhuǎn)化為電流流過電感時(shí)產(chǎn)生的電磁能。在下一開關(guān)周期開始之前，電源適配器電容和電感通過諧振的形式使電容放電，并將儲(chǔ)存的能量回饋到輸入直流母線。因此，整個(gè)過程沒有任何能量損失一首先能量儲(chǔ)存到緩沖電容上，然后無損地回饋到輸入母線上。
如圖所示，當(dāng)Q1關(guān)斷時(shí)，其集電極電壓開始上升，D1導(dǎo)通。C1的緩慢充電減緩了集電極電壓的上升速度。C1下端電壓上升到2V，C1上端電壓被D1鉗位為V，因此電流從變壓器的下端向C1和D流動(dòng)，從而減級(jí)了Q上電壓的變化速度。電容上儲(chǔ)存的能量為0.5C1（Vdc）2。

電源適配器無損緩沖電路。電容C1減緩了Q1集電極電壓的上升速度，當(dāng)Q1導(dǎo)通時(shí)，前半個(gè)振蕩周期內(nèi)儲(chǔ)存在C1的能量轉(zhuǎn)換為以電感電流形式存在的磁場(chǎng)能量。在后半個(gè)振蕩周期，A點(diǎn)電壓變?yōu)檎?，電感將?chǔ)能無損地回饋給V當(dāng)Q1再次開通時(shí)，C1下端的電位從2V被拉到地，由于電容兩端電壓不能突變，C1上端的電位變?yōu)?V4。這一負(fù)壓會(huì)加在串聯(lián)的L和D2上，使得電容的放電電流可經(jīng)由D2，從L的下端流向上端。這一過程中產(chǎn)生的振蕩頻率為f=12m√LIC1。在半個(gè)振蕩周期后，以電壓形式儲(chǔ)存在電容C1上的靜電能，轉(zhuǎn)變?yōu)橐噪娏餍问絻?chǔ)存在電感L1中的電磁能。此時(shí)，L1的電流達(dá)到其較大值。在下半個(gè)振蕩周期，L上端的電壓因諧振升高一倍，使得D1導(dǎo)通，L1中的電流通過D返回輸入母線。如果L是高Q值的電感，則在前半個(gè)振蕩周期中儲(chǔ)存的能量將全部在后半個(gè)周期返回輸入V。

首先，要選擇足夠大的C1，以保證Q1集電極電壓上升時(shí)間滿足需求。然后，電感的選擇應(yīng)使振蕩周期小于Q1較小導(dǎo)通時(shí)間。

負(fù)載線整形（減少尖峰電壓以防止晶體管二次擊穿的緩沖器）

除了能夠減緩晶體管電壓的上升速度，緩沖器另一個(gè)很重要的優(yōu)點(diǎn)是減小了晶體管的平均損耗，防止了二次擊穿。當(dāng)瞬態(tài)電壓、電流超出基極反向偏置安全工作區(qū)（ RBSOA），將會(huì)發(fā)生二次擊穿。 RBSOA的數(shù)據(jù)在晶體管的用戶使用手冊(cè)中給出。

15A，450V快速晶體管2N6836的反向偏置安全工作區(qū)（ RESOA）。晶體管關(guān)斷時(shí)變壓器漏感會(huì)在一定時(shí)間內(nèi)維持電流（由A到B的漏感尖峰）。如果沒有基極反向電壓偏置，品體管將超出安全工作區(qū)，發(fā)生二次擊穿而被損壞。RCD緩沖器可以減小開關(guān)重疊損耗，同時(shí)也可以減小漏感尖峰的幅值。

在晶體管關(guān)斷的瞬間，漏感尖峰可能會(huì)超出該安全邊界（圖）。晶體管制造商聲稱，僅一次超出邊界都可能引起二次擊穿，造成元件失效。
不借助計(jì)算機(jī)是不可能對(duì)關(guān)斷瞬間集電極電壓變化的順序和大小進(jìn)行確切分析的，但通過下面的近似討論，可以知道問題的嚴(yán)重性，和怎樣通過緩沖電容來減小漏感尖峰。
當(dāng)Q1關(guān)斷時(shí)，變壓器的漏感可以保持通過Q1的電流短時(shí)間內(nèi)不變。根據(jù)上面的假設(shè)，近似認(rèn)為一半的電流是流過正在緩慢關(guān)斷的品體管，另一半則流入了緩沖器電容Cl。
在圖中，當(dāng)Q1關(guān)斷時(shí)，勵(lì)磁電感上的電壓反向，并使得復(fù)位繞組N2上的電壓反向。的上端電壓立刻變負(fù)，并被D4鉗位到地。因?yàn)槔@組匝數(shù)N，=N，所以L、上的電壓被鉗位到V，A點(diǎn)的電壓升高到21前半個(gè)周期的振蕩，即漏感尖峰，疊加在數(shù)值為2V的A點(diǎn)電壓上?！蹋疌I為LC電路的特征阻抗，因而增大C1可以使集電極電壓的上升時(shí)間變長，同時(shí)也可以減小漏感尖峰。
尖峰電流的一半12會(huì)流經(jīng)漏感L、緩沖電容C1和二極管D1，這將引起正弦振蕩，振蕩周期為2m√C1。前半個(gè)周期的振幅近似為

基于上述研究，計(jì)算漏感尖峰的幅值是非常有意義的。對(duì)于在前面充電器廠家：玖琪電源所舉的例子中的100kH變壓器，其感大的為15H則LC電路的特征阻抗為

若Q1關(guān)斷之前流過它的峰值電流為3.45A，則漏感尖峰幅值為（3.45/2）x103=178V因此，晶體管承受的的峰值電壓為2V+178=547V。雖然上述計(jì)算并非非常精確，但這一漏感尖峰的值足以解釋產(chǎn)生二次擊穿的原因了。
圖中，美規(guī)充電器關(guān)斷前Q1工作在集電極電壓一電流曲線的A點(diǎn)，電流值為3.45A，電壓值近乎為0V。晶體管關(guān)斷時(shí)，它的負(fù)載線軌跡為ABCD。關(guān)斷瞬時(shí)漏感維持總電流大小不變，但是原先流過晶體管Q1的電流1的一半流向C1，剩下的1。73A的電流仍流過Q1。品體管集電極電壓一電流工作點(diǎn)沿著AB軌跡線水平移動(dòng)。在B點(diǎn)，電流仍然為1。73A，而電壓為547V。短暫的漏感尖峰持續(xù)時(shí)間后，集電極電壓恢復(fù)到2V，直到磁心復(fù)位之后，集電極電壓才恢復(fù)到V，并保持到下一次導(dǎo)通之前（見圖）。由圖可知，如果關(guān)斷時(shí)晶體管上有5V反向電壓，則547V，1.73A時(shí)晶體管仍工作在 RBSOA曲線內(nèi)，二次擊穿是不會(huì)發(fā)生的。如果不在基極加反向電壓，晶體管工作狀態(tài)就會(huì)超越 RBSOA曲線，就有可能二次擊穿。
因此，雖然緩沖電容的首要作用是延長集電極電壓的上升時(shí)間，但還需要選擇比式計(jì)算出來的值大的電容來減小漏感尖峰。當(dāng)電源適配器輸出功率較大時(shí)，即使有5V的基極反向驅(qū)動(dòng)來加速關(guān)斷，但由于關(guān)斷負(fù)載曲線水平部分的電流很大，漏感尖峰仍然可能超出RBSOA曲線。這就更需要容值更高的緩沖電容。

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| 發(fā)布時(shí)間：2019.04.02 來源：電源適配器廠家

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